2008-01-14 09:35 | 只看楼主
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关于恒流LED驱动降压-增压方案设计

为了优化性能，高亮LED需用电流源而非电压源来驱动。本文我们将了解一种恒流LED驱动方案，它可以用于驱动一条串联的LED串。
　　为了驱动LED串，我们采用改进后的降压-增压转换器电源拓扑，将LED串置于DC-DC转换器输出端和输入电压源之间。运用这种连接方式，可以为LED串提供低于或高于输入的驱动电压。
　　虽然LED串两端的电压存在降压-增压转换器提供的直流增益，但其输入电流是非脉动方式，这不同于典型的降压-增压转换器的脉动输入电流，非脉动电流有效降低了EMI。本文所讨论的PWM控制器采用平均电流控制模式。
　　在平均电流控制模式下，输入电流由输入电压返回环路的检流电阻检测。该电压送入电流误差放大器（CEA）的反相输入端。放大器的同相输入端连至电流控制电压。误差信号经过放大器放大后，驱动PWM比较器的输入端，与开关频率的斜坡信号进行比较。电流环路的增益带宽特性可通过CEA附近的补偿网络进行优化。
电流环路补偿设计
　　业内已经有多种集成驱动方案，为了帮助用户选择方案，我们对MAX16818集成控制系统进行了检验。这个平均电流模式控制器利用跨导放大器（transconductance amplifier）放大电流误差信号。检流电阻两端的电压由内部放大器放大34.5倍，电流误差放大器的跨导是550 uS，锯齿波信号峰值为2V。该电路中，输入电流在返回通路上由电阻Rs检测。
电流检测电阻值由平均电流极限设置，LED支路的最大电压为：
此处n是LED的数目，Vfm（If）是LED在满负荷电流If下的最大压降。
最大输入功率为Pmax = VLED（max） ×IfVLED（max） ×I f，效率为η。因而，最大输入电流为：
（1）
最小平均电流阀值为24mV，因而，电流检测电阻值为：
（2）
　　为了避免控制器的PWM比较器输出自激，比较器反相输入信号的斜率应小于同相输入的锯齿波斜率。锯齿波斜率为Vs×fs，电流误差放大器的增益为GCA。
（3）
　　式中，gm是CEA跨导，放大器输出为PWM比较器的反相输入。PWM比较器的同相输入是锯齿波，峰值为Vs、开关频率为fs。这是电流误差放大器从Rs检流电压到放大器输出在高频端的交流增益，频率低于补偿电容Cp产生的极点。这是PWM比较器敏感频点处的增益。
电流误差放大器的最大增益GCA由下式（4）决定：
（4）
VLED（max）/L是输入电流的下降斜率。
从等式（4）我们可以得出Rc的最大值为：
（5）
　　由RcCc决定的零点频率要低于电流环路的交越频率fc（crossover frequency），且要留有足够的相位余量，这是确定Cc值的标准。LED驱动器功率电路的小信号等效模型由下面推导的公式表示。
升压调节器电流环路的小信号控制到输出增益，即从CEA输出vca到Rs电压vRs的表达式为：
（6）
式中：Rs为电流检测电阻，L为输入电感值
Il是电感的直流电流
VIN是直流输入电压
VLED是LED支路的总直流电压
输入电流部分的总开环增益为（6）式和（3）式的乘积，将乘积设为1，计算环路的交越频率为：
（7）
将式（5）中的Rc最大值带入式（7），交越频率最大值fcmax为
（8）
电流环路设计完成后，可以设计外部电压回路。
设计范例
　　以下提供了一个典型设计范例，3条LED串联支路，输入电压范围为7V~28V，开关频率为600KHz，电感为5.1uH。该例所需最大输出电流为1.2A，LED数为1到4只，LED支路的最大压降为18V，总输出功率为Pmax = 21.6 W。假定效率为90％，我们可以计算出最大输入电流为3.428A。如果设定检流电阻为0.007Ω，Rc最大值可以由式（5）求得：
　　我们可选择小于Rcmax的Rc，Rc=2kΩ。对于18V的输出，由式（8）求出
。需设定零点频率fz低于fcmax，本例中，我们选择Cc为2200pf。所以，零点频率为 ；极点频率需高于2倍开关频率，这里我们选择Cp为4 pf，得到fp为1.693 MHz。
　　LED可以建模为一个电压源串联一个电阻，在该模型中，每个LED等效为3.15V电压源串联一个0.6Ω的电阻。如果我们将3只LED串联，那么，总的电压源电压为9.45V，总阻抗为1.8Ω。如果输入为9V，3只LED串联，则交越频率为 。
LED电流检测
　　高边LED电流检测使用电流检测放大器检测LED电流，把电流信号转换成以地为参考的电压。MAX4073可以完成这项工作。电路中，内部电流环路的总开环增益可通过加入一个交流扫描电源测量。仿真得到电流环路的交越频率为85.5kHz，与计算值82.445kHz很接近。
　　如果在Vout引脚和GND之间没有任何电阻，MAX4073T的实际电压增益 为20。该增益可以通过Vout引脚和GND之间的外部电阻调节。高边电流放大器的带宽为1.8MHz。II类补偿就足以补偿电压环路，并在整个工作范围内保持LED驱动的稳定性。也可以用一台网络分析仪优化电压环路的II类补偿，其交越频率应远低于平均电流模式控制环路的交越频率。
PWM调光控制
　　LED亮度可以通过PWM信号控制，这种方法通过调整驱动器的导通时间控制LED的输出电流。模拟调光改变的是LED驱动器的模拟输出电流，会导致色彩失真。所以，PWM调光是调节LED亮度的理想方式。采用PWM调光方式时，LED驱动器的导通时间可调，其占空比近似等效于显示器亮度，即100％占空比对应最大亮度。也可以利用PWM调光方案从零到满负荷调节LED电流，但由于控制环路速度太慢，无法实现较宽的亮度调节范围。对电路进行改进，可以获得快速响应，利用MAX16818就可以实现这样的PWM调光控制环路。
　　当PWM调光信号变低时，通过断开与LED串联的开关迅速降低LED电流到零。同时，用于驱动开关MOSFET的栅极驱动器通过短接MAX16818的CLP引脚被关闭，通过导通Q1完成该操作。同时，与外部电压环路中补偿器件串联的开关（Q3）开路，从而保持外部电压环路补偿电容的电压。将CLP引脚短路到地可以立即将输入电流降至零。因为平均电流控制模式有很高的交越频率：
所以，不需要将一个开关与内部环路电流的补偿电容串联。一旦PWM调光信号变高，CLP引脚的开关断开，而与外部电压补偿电路串联的开关导通，打开LED串联开关允许LED电流流过。通过这种方式，控制环路可以恢复到断开LED电流通路前的状态，快速恢复LED电流，而且电流过冲非常小。